本文分析了产生这些特性要求的技术背景，并提供满足这些技术特性要求的解决方法。数字视频卫星广播标准DVB-S2日益被视为卫星传送高清晰度和交互式电视业务的解决方案，但要实现更高的数据传输速率，则需要在接收机前端设计中采用更高精度的调谐器。高传输速率将依靠更高的调制速率，如8PSK(相移键控)。反过来，这将要求接收机具有更高的信噪特性和交叉调制性能。
换言之，调制信号中的数据位置越多，则当一个数据位置引入相邻位置时，它所允许的噪声和交叉调制误差就越小。比较8PSK和QPSK两种调制的眼图，不难看出为什么8PSK系统比QPSK系统容纳此类误差的能力要差。在采用更高调制如16QAM(正交调幅)时，这种效应将更复杂。图1中的噪声源可能来自很多影响因素，不仅仅来自接收机热噪声，还包括(但不仅限于)：交叉调制性能、本地振荡器相位噪声、信道滤波器响应和正交失衡，或称为差分相位和增益失衡。
这些因素将对绝对数据位置的眼图“误差”的幅度产生影响，并将以均方根方式相加。因此，当设计一种采用高级调制的数据电视接收机时，所有因素都很重要。
作者：Nick Cowley 
图1：时间环境中，QPSK和8PSK调制的星座示意图。
调谐器交叉调制性能
任何接收机都有个称为IP2(失真截获点)和IP3的优良指数(figure of merit)，它们定义了一个输入信号上所引入的二阶和三阶非线性电平。在卫星接收机系统中，这些非线性电平将向载波引入伪交叉调制分量，这些可以由大量干扰信号造成。例如，相邻信道频谱再生(spectral regrowth)，两个不期望信道的交叉调制影响信道，等等。这种影响将降低系统的载噪比性能，因为这些来自两个或更多的类噪声信道的伪交叉调制分量将影响有用信号，具有噪声的特性。
在不太理想的系统中，接收到的功率谱可能出现不均匀的情况，例如电缆补偿不良，或存在入射功率显著高出的点波束(spot beam)，这时交叉调制效应会进一步加剧。这种效应要求具有比通过分析理想扁平频谱所能预测的更高的交叉调制性能。由于期望信道的功率比干扰的功率低，因此这种更高的IP性能需要通过更高的增益设置来获得。
简言之，在给定设置下IP2和IP3性能越高，则产生的交叉调制越低，接收信道的载波噪声性能越好，因而给定接收信号条件下的实现损失越低。
相位噪声
任何振荡器都有一个称为相位噪声特性的优良指数，它定义了当本地振荡器信号与接收信号相乘时，本地振荡器传送到接收信号上的噪声量。相位噪声通常定义为在给定的相对于本地振荡器功率电平的频率偏移处电平的dBc(相对于载波的分贝)值，但由于必须考虑到所有频率偏移处的噪声，因此相位噪声曲线下的总积分功率才是重要的。这一积分电平称为总RMS积分抖动。
接收机内的RMS积分相位抖动主要由调谐器中的本地振荡器决定，解调器根据其载波恢复环路情况对低频施加较小校正。积分相位抖动作为噪声源叠加在接收信号上，从而降低了载波噪声性能。
在考察任何振荡器实现时都会发现，其自由振荡相位噪声特性在较小偏移时具有较高的电平，然后按大约每十倍程下降30dB的斜率下降到“闪变噪声拐点(flicker noise-knee)”(或称为1/f拐点)以下。越过该门限之后，相位噪声将按每十倍程20dB的斜率下降到“固有噪声电平”。
在接收机中，这种小频率偏移的高电平相位噪声通常通过一个锁定到干净参考频率的反馈环路来加以抑制。在卫星接收机中这种环路为：
1. 锁相环(PLL)环路，它控制本地振荡器，并决定环路带宽内的相位噪声。
2. 解调器载波恢复环路，它将对相位噪声起到一定的抑制作用，抑制量由频率偏移决定。
在考虑相位噪声的影响时，需要强调的是噪声的总功率谱密度(即在接收信道带宽内的总积分噪声)，而不是单点频偏处的相位噪声，因为单点相位噪声指标不能决定总的振荡器特性。因此，在实际应用中，RMS抖动较为重要，而相位噪声分布本身则并不重要。
因此，一个振荡器很有可能满足10kHz单点噪声要求，但却不能提供高级调制信号所能接受的性能。例如，通过使用一个宽带宽的PLL可对自由振荡相位噪声较差的振荡器实现进行改善，使其满足10kHz单点噪声要求，但更高偏移处的噪声贡献可能依然影响总体积分噪声抖动，因而使最终的载波噪声性能无法接受。
在实际应用当中，由于高级调制系统特别容易受到诸如周跳(cycle slipping)之类的影响，因此要求实现尽可能低的积分抖动。可实现上述性能的最佳设计是采用自由振荡相位噪声特性优良的振荡器，并与宽环路带宽、低相位噪声PLL结合使用，改善中心附近的相位噪声。
滤波器响应
图2：接收器噪声变化曲线。
滤波器响应的作用比其他因素要小，但仍然很重要。
对于任何接收信道，调谐器都将通过信道滤波器向有用信道输出接收噪声和热噪声。此外，还可能存在相邻的不期望的信道能够通过这些滤波器。所有信息的总和将送至解调器中的模数转换器(ADC)。
由于ADC具有一个有限的幅度范围，因此送至ADC的不期望噪声和相邻信道分量的量越大，则有用信号可以占用的 ADC输入电压范围就会越小。ADC的固有噪声电平由位的有效个数决定，因此在ADC处信道的信噪比性能降低。
需要考虑的另一个影响是信道滤波器之间的跟踪精度。如果存在失衡，则在上述影响中还将存在一种差分失衡。这将反过来进一步使实现损失恶化。设计工程师可以通过采用具有优良阻带抑制特性的高阶信道滤波器，或采用更高分辨率的ADC和能够在同相和正交数据流之间获得良好跟踪性能的滤波器控制机制，将噪声和不期望信道及相邻信道的影响降至最小。
正交失衡
正交相位分离过程永远不会完美，且总是在I和Q数据流之间引入一定程度的串扰，即一定的I数据电平将叠加在Q数据流上，反之亦然。
两个信道在本质上均和噪声相似，且两信道之间又不相关，因此串扰信号的效果将是降低独立数据流的载噪比特性。正交串扰通常以I和Q增益和相位失衡来表示，两者都会增加串扰。
可用于高级调制的典型数字为2度最大相位失衡和1dB(分贝)增益失衡。这些参数将最终导致大约19dB的载噪比。它本身的作用对高级调制而言还不足够，因此还要在解调器中采用进一步的正交失衡校正电路，以实现可以接受的串扰结果。
虽然这些算法都经过了广泛的检验，但算法的有效性仍将由调谐器引入的初始不精密程度决定。简言之，初始正交平衡越好，则最终串扰结果越好，从而系统的实现损失也就越低。
高级解调器接收机的适用性
在DVB-S2标准的开发和解调技术的制定过程中，减小解调器的实现损失一直是一个目标。能得到广泛接受的目标是获得0.1dB的实现损失。因此，在考虑到上述所有因素后，自然就会考虑为调谐器设定一个类似的目标。另外，该性能还必须能够在接收机的全部工作环境条件下实现，例如温度和电源等。
当为调谐器制定规范要求时，必须考虑所有上述要求。例如，制定交叉调制性能时，应在设计计算中包含15dB的电缆比降(cable slope)。必须实现的可接受性能为，从950MHz时接收功率为-25dBm(分贝功率电平)到2150MHz时接收功率为-40dBm的线性负比降，以及满负荷入射频谱。该条件对于作用于期望信道的总和失真的IP2和考虑所有可能叠加到期望信道上的三拍组合的IP3来说都很苛刻。
此外，信号链还必须能够承受混合信号摆动，而不会产生不期望信道相加到期望信道的压缩相关非线性混合影响。需要考虑的另一个影响是点波束相邻信道的影响，它对滤波器和IP3都有影响。设计良好的调谐器应该能够提供期望信道-40dBm电平和相邻信道-20dBm电平的可接受性能。
本文结论
更高调制的广播系统如DVB-S2系统，需要接收机设计能够在实际安装系统中提供稳定的性能。虽然有些为QPSK系统设计的调谐器设备看上去好像能够满足更高调制方案所需的关键性能要求，但实际上仍然有必要采用针对上述事项的专门设计，以便能够在整个工作温度范围内提供所需的性能，提供足够的工作余度以应对不利的广播环境和实际接收机设施。
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